本文研究了适用于大功率单相单级变换器的电路拓扑及其控制方式，提出了单级功率因数校正AC/DC变换器的设计方案。该PFC变换器基于一种三电平LCC谐振变换器拓扑，整个变换器由boost功率因数调节器和三电平谐振变换器组成，多电平谐振变换器可把开关管关断时的压降限制在二分之一直流母线电压。同时，该变换器在宽负载变化范围内，还能够稳定地调节输出电压，并获得稳定的直流母线电压。其变换器的控制方式由两个控制环路实现，其中输出电压通过控制直流变换器的开关频率来调节;直流母线电压则通过控制boost调节器的占空比来调节。

　　1 电路拓扑及工作原理

　　本文给出的三电平单级PFC的电路拓扑如图1所示。图中，变换器输入boost电感同下方一对开关管直接相连，DC-DC部分由三电平LCC谐振电路构成。Boost电感可工作在CCM或DCM模式下。中间储能电容Cb1和Cb2的容量相等，故可在电路稳定工作状态下均分输入直流电压，并与箝位二极管Dc1和Dc2一起来降低开关管的电压应力。电路中开关管的工作时序如图2所示。

　　在分析变换器的工作模式前，可先做如下假设：

　　(1)所有开关管、二极管、电感、电容均为理想器件;

　　(2)电容Cb1和Cb2足够大且相等，其电压都为Vbus/2;

　　(3)输出滤波电容Co足够大，其电压为Vo。

　　基于上述假设，在阶段1[t0，t1]：开关管S3和S4导通。Boost电感(Lin)储存能量，电感电流线性增加。流经开关管的电流是谐振电路和boost电感电流之和。谐振电路两端电压VAB为-Vbus/2;

　　阶段2[t1，t2]：开关管S4关断，箝位二极管Dc2将其电压箝位于Vbus/2。Boost电感电流将流经上方一对开关管并对其体电容放电。此时，VAB为零;

　　阶段3[t2，t3]：开关管S3关断(由于其体电容被放电，S3将零电压关断)，电感电流继续对中间储能电容充电，S1、S2体电容放电，待其完全放电后，其体二极管导通。此时，VAB电压为Vbus/2。

　　阶段4[t3，t4]：开关管S1和S2同时零电压导通。Boost电感电流和谐振电路电流同时流经S1、S2。此时VAB电压不变，仍为Vbus/2;

　　阶段5[t4，t5]：开关管S1关断，电压被箝位二极管Dc1箝位于Vbus/2。谐振电流流经S2和Dc1，此时VAB的电压降为零;

　　阶段6[t5，t6]：开关管S2关断，谐振电流方向反转，并对S3、S4体电容放电;完全放电后，其体二极管导通。直到下一个周期开始，S3、S4将零电压导通。

　　2 控制策略及稳态分析

　　2.1 控制策略

　　本文中的变换器由多个开关管构成。其控制变量也不止一个。因此，在设计时，可以同时采用谐振电路的开关频率和boost电路的占空比两个控制变量来分别达到控制输出电压和直流母线电压的目的。本文分别选取boost电路的占空比来获得需要的直流母线电压。采用这种控制方式的优点是，无论负载如何变化，都能得到所需要的直流母线电压。

　　2.2 boost模式

　　本文设定的boost电路工作在DCM状态下，这样，当boost电感充电时，电感电流将从零开始线性增加，其电流峰值为：

　　因此，在一个周期内，其平均电流为：

　　由于直流母线电压的大小可根据不同的交流输入电压峰值而变化，其可表示为：

　　因此，当输入交流电压的范围是90Vms～265Vms时，其直流母线电压的大小为350～650V。

　　3 仿真结果

　　仿真时，假设经过上述分析所设计的一个单级PFC电路的具体电路参数为：输出电压48 V，功率2.3 kW，Vin=90～265Vms，Lr=7μH，Cs=10nF，Cp=15 nF，N1/N2=4，Lin=0.95 μH，储能电容Cbl=Cb2=4700μF。

　　若图3所示为其输入电压和输入电流的波形，且此时的交流输入电压Vin为265Vms。那么，图4所示即为负载变化情况下的功率因数及直流母线电压的仿真图。由图4可见，在不同的负载情况下，直流母线电压基本维持在650 V左右;同时，该变换器也拥有较高的输入功率因数。

　　4 结束语

　　本文研究并分析了一种较为新颖的单级功率因数校正电路的拓扑结构，该变换器由三电平谐振变换器联合boost电感组成。变换器的输入输出隔离，功率因数高，开关管电压应力小，并能实现零电压开关。仿真结果表明，该电路的输出电压稳定，同时，即使在轻载情况下，其直流母线电压仍能保持在稳定的范围内。从而证明了文中电路和控制方式的高效性。