变容二极管直接调频原理 
    二极管通过改变外加反向电压可以改变空间电荷区的宽度，从而改变势垒电容的大小。变容二极管是就是利用这种特性制成的特殊的PN结二极管，是一种电抗可变的非线性电路元件，一般使用的材料为硅或砷化镓。图1是变容二极管的特性曲线，图2是变容二极管直接调频示意图。
 
图1 变容二极管电容变化曲线                            图2 变容二极管直接调频示意图
 
    变容二极管在反向偏置时，结电容可用下式来表示：
 
其中，VD为PN结内建电位差，Cj0为外加反向电压u=0时的结电容，n为电容变化指数。n取决于变容二极管PN结的杂质分布规律，对于缓变结n值等于1/3，突变结n值等于1/2，超突变结n值在1～5之间。 
    变容二极管在反向偏置直接调频电路中，不能工作于正向偏压区。如图2所示，为了保证变容二极管在调制电压变化过程中保持反向偏压，必须加上一个大于调制信号振幅的反向直流偏压E0。所以在单音调制时，变容二极管上的电压u=E0+UΩcosΩt，得到结电容变化规律为
  
式中， 称为电容调制度，  为静态工作点时的结电容。 
则振荡回路的谐振角频率为：
  
式中， 是未受调制时的振荡角频率，即载波角频率。将式中mcosΩt作为变量，并在mcosΩt=0处展开为泰勒级数，得到： 
 
    从上式可以看出，振荡器的频率变化量中不仅包含有与调制信号成正比的分量，而且含有调制信号的二次谐波及更高次谐波分量，同时还有中心频率的漂移。一般总是在保证最大角频偏的前提下，选择具有较大变容指数n的管子，减小电容调制度m，从而减小中心频率的漂移，提高振荡器的频率稳定度，还要消除各次谐波失真分量，实现线性调频。

锁相稳频技术
    对于变容二极管直接调频电路来说，由于调制器是由普通的LC自激振荡器和并联的变容二极管组成，所以有很多因素会引起振荡频率发生变化，这些因素包括变容二极管的非线性、电源电压的变动、负载的变化、温度等环境条件的变化、电路元器件老化、机械振动等。为了消除这些导致中心频率不稳定的因素，除了注意电路和结构的设计外，还应当采用自动相位控制电路使中心频率稳定在规定范围以内。
    图3是典型的锁相稳频电路的结构框图。共包括四个部分：压控振荡器、鉴相器、基准晶体振荡器和分频器。放大的调制信号加入压控振荡器，对其进行频率调制，经过调制的高频信号一路送至后面的放大电路，另一部分送入分频器进行分频。分频器输出的方波信号送入鉴相器中，与基准晶体振荡器经过分频后得到的基准信号进行比较，实现相位锁定。鉴相器的输出信号经过环路滤波器送入压控振荡器中，控制压控振荡器的振荡频率，从而达到稳定频率的目的。
 
图3 锁相稳频电路结构框图
     由于调频的结果使压控振荡器输出信号的瞬时频率总是偏离其基准值，而环路的功能就是要抑制这种频偏，这就产生了一个矛盾。为了解决这个矛盾，应该使调制信号的频谱处于环路通带之外，也就是需要在鉴相器和压控振荡器之间加一个低通滤波器，将其滤除。环路只对引起压控振荡器平均中心频率不稳定的那一部分起作用，也就是说，已调信号在中心频率附近很小的一个频偏范围内变化。

主要电路工作原理
    本电路实际上是一个小功率调频发射机，其调制部分采用了变容二极管直接调频技术，主要功能是实现87～108MHz频段内以100kHz为间隔的调频激励源；输入调频信号为音频(30Hz～15kHz)，要求实现最大频偏为75kHz，其框图如图4所示。
 
图4 调频发射机结构框图
   下面简单分析一下各主要部分的工作原理。 
VCO电路  
    VCO电路是实现频率调制与载波生成的关键性电路部分，其具体电路如图5所示。
 
图5 变容二极管调频电路中的vco电路
    4个性能一致的超突变结变容二极管MV209采取较为复杂的串并联形式，通过电路的复杂性来换取性能的改善，并采用部分接入法接入谐振回路，即将变容二极管C与容量较小的耦合电容C1串联，再与一个电容C2并联，构成回路总电容。这样做不会改变变容二极管的调频特性，虽然会在一定程度上减小调频电路的最大频偏，但是可以改善变容二极管结电容随温度变化而带来的中心频率漂移问题，同时通过调整耦合电容C1的大小，可以保证变容二极管工作在线性区，并控制频偏大小。在保证最大频偏的前提下，尽量消除非线性失真、降低输出信号的相位噪声。  
    起振电路中选用具有低转角频率、低噪声指数的双极性晶体管2SC3356，以提高VCO电路频谱近端的频谱质量。在起振电路后附加一级射随器，以减小负载电路对起振电路的影响，从而获得良好的性能。已调信号通过射随器后，分为两路，一路反馈至MC145170的FIN端口，以构成锁相回路，另一路送入后端的放大电路，以满足系统的输出功率要求。

锁相稳频电路
   鉴相器是稳定频率的核心部分，该部分由数字鉴相-鉴频集成芯片MC145170和环路低通滤波器组成，如图6所示。

图6 锁相稳频电路原理图 
   标准晶体振荡器选用MORION公司的温补晶振MV68系列(10MHz)，频率偏差小于5×10^-6，短期频率稳定度为10^-9/S，相位噪声小于-145dBc/Hz/10kHz，完全可以保证电路满足系统对频偏的要求。
   锁相环集成芯片选用了摩托罗拉公司的MC145170，来实现调频激励源的中心频率在87～108MHz内以100kHz为间隔的变化。摩托罗拉公司生产的MC145170是一片可用于MF、HF和VHF波段的、串行码输入编程的单模CMOS锁相环频率合成器芯片。该芯片内含完全可编程的÷R和÷N计数器，输入译码器，在fin脚内置一放大器，可外接晶体振荡器，可编程的参考输出，具有线性转移功能的单端或双端鉴相器和可调整的C寄存器。  
   在实际电路中，选用10kHz的鉴相频率，因此设置R=1000，N=8700～10800。同时设置C寄存器为(C7C6C5C4C3C2C1C0)=(10000000)，选择φR与φV双端输出，禁止LD、fR、fV、REFOUT输出，以减小电路功耗，同时降低无用端口对电路的影响。  
   常用的环路滤波器有RC积分滤波器、无源比例积分滤波器和有源比例积分滤波器。由它们的传递函数可知，有源比例积分滤波器具有两个独立可调参数，更重要的是具有滞后-超前特性，有利于环路的稳定。因此，在设计中采用有源比例积分滤波器，其电原理图如图7所示。  
 
图7 有源比例积分滤波器电路原理图
   由前面的分析可知，该锁相环是一窄带载波跟踪环，故BL应小于调制频率30Hz。因此应通过调整环路滤波器的参数R1、R2与C，使得BL小于30Hz。取ξ=0.7，令BL=10Hz，N=10000，Kd=Vdd/(2π)=5/(2π)=0.8(rad/v)，C=10μF，kv=2π×1.2×10⁶(rad/v)≈7.54×10⁶(rad/v)，则根据公式 ，可以得到R1=170kΩ，R2=7.5kΩ。

PCB板的设计与测试结果  
   频率合成器对馈电电源、地线分布等电磁兼容问题都有着较严格的要求。这是因为电源和数据总线的噪声能耦合到锁相环系统中，使得相噪和杂散变坏。因此，在布局PCB版图时，应做到一下几点。

1. 对鉴相器、压控振荡器分别单独供电、单独稳压，稳压器的输入、输出端都接有Π型滤波电路；
2. 布线、元件排列应该尽量整齐； 
3. 电源线应该加宽，约为1mm宽，信号线宽度也要达到0.75mm。 

    采取以上措施能够有效地滤除所有无用频率和电源纹波，抑制各种干扰和噪声，降低频率合成器的相位噪声和杂散。下面表1和表2给出了在载频为100MHz时的各项测试指标，表3则给出了该电路在各载频频点的调频信噪比指标。 

表1 锁相环相位噪声指标

频率	50Hz	100Hz	500Hz	1kHz	5kHz	10kHz	50kHz	100kHz
相噪(dBc/Hz)	-40	-55	-73	-83	-100	-103	-115	-118

表2 调频电路测试指标

音频	30Hz	50Hz	100Hz	400Hz	1kHz	3kHz	5kHz	7kHz	10kHz	12kHz	15kHz
非线性	0.1	0.1	0.04	0.04	0.03	0.03	0.03	0.04	0.03	0.05	0.05
失真(％)	7.55	7.67	7.88	7.96	7.95	7.95	7.93	7.90	7.85	7.84	7.80

表3 调频信噪比测试指标(音频信号为1 kHz)

频率(MHz)	87	90	92	94	96	98	100	102	104	106	108
调频信噪比(dB)	-82.3	-82.4	-82.3	-82.5	-82.9	-83.1	-83.1	-82.8	-82.5	-82.0	-81.8

    从表中的数据可以看出，本电路完全满足了系统的要求，并且在相位噪声、非线性失真、音频频率响应和调频信噪比等方面都有很好的特性。相位噪声小于 -100dBc/Hz/10kHz，非线性失真小于0.1%，音频频率响应非常理想，调频信噪比达到80dB以上。与此同时，载波频率稳定度控制在200Hz以内，输出信号频率偏差不超过1kHz，各项指标满足国家广电总局的技术要求。而且，本电路调试量小，成本也不高，更易于进行批量生产。